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直流变交流三相逆变器篇一

1.设计

数据要求

输出电压v0：220v 输出频率f：50hz 负载功率因数cosφ：0.8-1 过载倍数：1.5倍 输出功率p0：6kva

负载参数的计算

负载输出部分电路图，如图所示

负载输出电路

负载电阻最小值计算

当cosφ=1时，负载电阻计算计算公式为公式（3-1）；当cosφ=0.8时，负载电阻计算公式为公式（3-2）

rvopo220260008.07（3-1）vo2202r10.08（3-2）

pocos60000.822负载电感最小值计算

负载无功功率ql1为

ql1posin6sin373.6kva

负载电感感抗zl1为

zl1vo220213.4 ql136002负载电感l1为

l1zl113.442.81mh 2f250滤波电容计算

滤波电容与负载并联，对逆变电路输出电流影响较大，所以设计滤波电路时选择滤波电容取滤波电容容抗等于负载电感感抗的2倍

滤波电容容抗zc为

zc2zl1213.426.8

滤波电容c为

c12fzc1118.8f

25026.8实际取值120uf,由12个10uf的电容构成 电容阻抗实际值zc1 为

zc112fc126.5258

250120106无隔离变压器时，逆变器输出电流有效值

长期最大电流io（长）为

io(长)（22022202）（）28.50a 8.0726.5258 短期最大电流i0(短）为

io(短)（1.522022202）（）41.72a

8.0726.5258无隔离变压器时，逆变器输出电流峰值

长期电流峰值iop(长）为

iop(长)2io(长)228.5040.31a

短期电流峰值iop(短）为 iop(短)2io241.7259.00a

三相逆变器电路

三相逆变电路

滤波电感计算

1.滤波电感的作用

1).减小输出电压的谐波电压 2).保证滤波电压的传输

2.设计滤波器时应该注意以下问题

1).滤波电路固有频率应远离输出电压中可能出现的谐波频率（例60倍频）2).2lc应该远小于1（即2lc1)3).lr根据设计滤波器时要注意的问题要求而选择l1.5 滤波电感l为

1.51.54.775mh 2f250应较小

l实际取值为5mh 所以滤波电感感抗zl为

zll2fl25051030.314 滤波电路的固有频率f'为 f'12lc125101301036197.511hz

2lc0.09231满足要求

逆变电路输出电压

滤波及负载部分电路图，如图所以

滤波及负载部分电路图

在过载1.5倍的情况下：

cos1时（即纯阻性）

电感电流il与ir间的夹角为

arctan(r8.07)arctan()11.47 1.5zc1.526.5258电感电流il为

ilic(1.5ir)2(电感l上的压降vl为 222021.52202)()41.72a

26.52588.07vlilzl41.720.34114.23a 逆变电路的输出电压vi为

vi220214.232222014.23cos(9011.47)217.62v

cos0.8时（即阻感性）

负载电感电流il1与滤波电容电流ic之差为 il1ic 1.5220zl1220zc1.522022016.333a

13.426.5258il1ic与ir之间的夹角为

arctan(16.333)26.51

1.522010.08电感电流il为

il(2ir)2(il1ic)2(电感l上的压降为vl为

1.52202)(16.333)236.59a

10.08vlilzl36.590.31411.49v 逆变电路的输出电压vi为

vi 220211.492222011.49cos(9026.51)225.363v主开关器件的耐压

主开关器件的耐压根据所有工作情况下的最高电压考虑，主开关器件所承受的最高电压一般出现在输入电压最高、输出负载最轻时，选主开关器件耐压为实际工作电压的2倍。

取逆变电路在过载情况下的输出电压的2倍，即225.363*2=450.726v。在留有一定裕量下，实际选650v耐压的开关器件。

输出滤波模型

输出滤波电路图，如图所示

输出滤波电路 根据输出滤波电路写出如下关系式 dilvivori1 dtdvoci1i0 dt

将式上面公式变换形式后的式下面公式

lsi1vivori1

csvoi1io

根据上面公式画出输出滤波仿真模型，如图所示

输出滤波仿真模型 输出电压vo与输入电压vi的关系式为

vo1lsrviio

lcs2rcs1lcs2rcs1三相逆变器的控制策略

在给定输入vi与负载扰动输入io共同作用下下，闭环输出vo（s）为kds2kpskis(lsr)vovi(s)io(s)lcs3(rckd)s2(kp1)skilcs3(rckd)s2(kp1)ski 其闭环特征方程d(s)为

d(s)lcs3(rckd)s2(kp1)ki 主导极点s1、2为

2s1、2rrjr1r

非主导极点s3为

s3nrr(n510)期望的特征方程dr(s)为

dr(s)(ssr1)(ssr2)(ssr3)(s22rrr2)(snrr)根据极点配置法求解，得

kd(n2)rrlcrc kp(2nr21)r2lc1 kinrr3lc

r是阻尼比 r是自然振荡频率 l为滤波电感 c为滤波电容 当r0.8、r3500、n

10、r0.6时，代入到公式中求得

kp=9.15

kd=0.02

ki=20658

双闭环控制系统

将滤波电感电流或滤波电容电流瞬时值作为反馈量引入控制系统，设置电流内化改善系统动态性能

双闭环控制系统仿真模型有三种情况，如图所示

双闭环控制系统仿真模型

如图所示，模型中负载扰动在内环之外，其优点是能方便的实现逆变器的过流保护，但对负载扰动的抗干扰性弱。

双闭环系统闭环特征方程d(s)为 d(s)s4rck2plcs31k1pk2pck2i2k1pk2ik2pk1ikkss1i2ilclclc

四阶系统期望闭环主导极点s1、2为

2s1、2rrjr1r

非主导极点s3、s4为

s3mrr

s4nrr

期望的四阶系统特征方程dr(s)为

dr(s)(s22rrsr2)(smrr)(snrr)根据极点配置法求解，得

a0lcmnr2r4

a1lc(mn2mnr2)rr3 a2lc[1(2m2nmn)r2]r2 a3lc(2mn)rr k1pa2ck2i1

k2pa0 k2ia3rc k1ik2p322ck2i(1a2)k2ia1k2pk2ik2pa00

将r0.8r3500mn10r0.6，代入公式求得

a0=6.5*10∧9 a1=3*10∧6 a2=700 a3=0.03

k2p=307 k2i=50 k1p=2.521 k1f=5477.543

2．仿真

三相逆变器电路simulink仿真图

仿真结果

直流变交流三相逆变器篇二

直流三相逆变器设计

1设计任务与要求

条件：输入直流电压：110v。要求完成的主要任务:（1）开关元器件的选择（2）各模块方案选择（3）各模块方案设计（4）总电路的设计（5）各模块的器件选型（6）参数计算

设计容量为3kva的三相逆变器，要求达到：（1）输出380v，频率50hz三相交流电（2）完成总电路设计

（3）完成电路中各元件的参数计算

1.1 设计任务分析

由于输入直流电压只有110v，而输出交流电压要求有效值为380v，所以必须通过升压电路将直流电压升到到一定值才能作为逆变器的输入电压。逆变器的核心是半导体开关器件，不同拓扑的逆变电路有不同的优缺点和应用领域。半导体开关器件需要触发信号才能导通，要使逆变器输出正弦波形，则需要特殊的触发电路对开关器件进行调制。逆变器输出带有高次谐波，需要滤波电路对谐波进行。在进行仿真前，需对上述电路模块进行比较论证和选择。

1.2 设计思路

首先，考虑输入直流电压为110v而输出380v、频率50hz三相交流电，要采用斩波电路升压到大于380以上，可以用直流斩波升压电路、直流斩波升降压电路等。其次要求由直流变为三相交流电，可采用电压型逆变电路、电流型逆变电路。逆变电路得到的是三相矩形波，再用pwm或者spwm开关采用规则采样法将矩形波变为三相波，最后用滤波器滤波得到最终的所要的三相电，设计流程图如图1.1所示

图1.1设计流程图

直流三相逆变器设计

2设计意义及原理

2.1 设计意义

逆变电源技术的核心部分是逆变器和其控制部分。逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器，传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现，但其含有较大成分低次谐波等缺点，由于电力电子技术的迅速发展，全控型快速半导体器件bjt，igbt，gto 等的发展和pwm 的控制技术的日趋完善，使spwm 逆变器得以迅速发展并广泛使用众所周知。

逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器，传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现，但由于其含有较大成分低次谐波等缺点，近十余年来，由于电力电子技术的迅速发展，全控型快速半导体器bjt，igbt，gto等的发展和pwm的控制技术的日趋完善，使spwm逆变器得以迅速发展并广泛使用。

pwm控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过控制电压脉冲宽度和周期以达到变压目的或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术，spwm 控制技术又有许多种，并且还在不断发展中，但从控制思想上可分为四类，即等脉宽pwm 法，正弦波pwm 法（spwm 法），磁链追踪型pwm 法和电流跟踪型pwm 法，其中利用spwm 控制技术做成的spwm 逆变器具有以下主要特点：

（1）逆变器同时实现调频调压，系统的动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响。

（2）可获得比常规六拍阶梯波更接近正弦波的输出电压波形，低次谐波减少，在电气传动中，可使传动系统转矩脉冲的大大减少，扩大调速范围，提高系统性能。

（3）组成变频器时，主电路只有一组可控的功率环节，简化了结构，由于采用不可控整流器，使电网功率因数接近于1，且与输出电压大小无关。

在后备式供电中，蓄电池作为一种非常重要的储能介质，在各个行业都得到了广泛的应用。由于单个电池的参数存在着差别，不能通过将蓄电池并联的方法来提高直流供电系统的容量，因此在电池的容量不能满足实际需求时，最直接的办法就是多个蓄电池串联共同提供能量。所串的蓄电池越多，蓄电池组能够提供的能量就越多，但输出端电压就越高，此时，逆变器输入直流电压的上限就直接决定了蓄电池组的容量 大小。

另外，高压变频器广泛的应用于轧钢、造纸、水泥制造、矿井提升、轮船推进器等传统工业的改造和高速列车、城市地铁轻轨、电动汽车中，其核心部分也

直流三相逆变器设计

是高压逆变器。

2.2 开关元器件的选择

igbt 主要是以m（模块）p(脉波)w(宽度)m(调变)方式制作，用主动元件 igbt模块设计，使本机容量可达300kva，以隔离变压器输入及输出，来增加整机稳定性，特别感性、容性级特殊负载，负载测试和寿命实验可靠性高。igbt优点：

高频mpwm设计，igbt功率推动，体积小、可靠性能高、噪音低。

效率达85%以上。

反应快速，对100%除载/加载，稳压反应时间在2ms以内。

超载能力强，瞬间电流能承受额定电流的300%。

波峰因素比（crest factor ratio）高于3：1。

具过压、过流、超温等多重保证级报警装置。

power mosfet全称功率场效应晶体管。它的三个极分别是源极（s）、漏极（d）和栅极（g）。主要优点：热稳定性好、安全工作区大。缺点：击穿电压低，工作电流小。

gtr（功率晶管）由于二次击穿和驱动功率大等缺点，目前被igbt和mosfet所代替。

igbt全称绝缘栅双极晶体管，是mosfet和gtr（功率晶管）相结合的产物。它的三个极分别是集电极(c）、发射极（e）和栅极(g）。特点：击穿电压可达1200v，集电极最大饱和电流已超过1500a。由igbt作为逆变器件的变频器的容量达250kva以上，工作频率可达20khz。

所以这里选择igbt作为此次设计的开关元件。

2.3逆变电路原理

逆变电路在电力电子电路中占很重要的地位，他可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，在实际生产生活中三相逆变应用较为广泛，其中电压型的直流侧通常是并一个电容器，而电流型通常是在直流侧串一个电感。

电压型逆变：直流侧为电压源，采用并联大电容器来缓冲无功功率，则构成电压型逆变器。电压型逆变电路输出电压波形为矩形波，输出电流波形近似正弦波。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗；交流侧输出电压为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用等特点。

电压型逆变电路有以下主要特点：

(1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。

直流三相逆变器设计

(2）由于支路电压源的箝位作用，交流侧输出电压波形位矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。

(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

图中vl—v6是逆变器的六个igbt开关器件，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压供电。电路中的直流侧通常只有一个电容器就可以了，但为了方便分析，画作串联的两个电容器并标出假想中点。和单相半桥，全桥逆变电路相同，三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式，即每个桥臂的导电角度为，同一相上、下桥臂交替导通。因为每次换流都是在上、下桥臂之间进行，因此也被称为纵向换流。

采用igbt作为开关器件的三相电压型桥式逆变电路如图2.1所示：

图2.1 三相电压型桥式逆变电路

直流三相逆变器设计 各模块方案选择

3.1 升压电路选择

方案1：采用变压器直接对直流电压进行升压。

方案2：采用boost直流斩波升压电路通过改变占空比对直流电压进行调节升压。

考虑到实际变压器变比不可调或者调节范围很小，不利于逆变器输出的调节，而boost电路通过调节开关器件的导通占空比可以灵活方便的调节输出电压的大小，从实际出发和从方便性出发，最终选择了boost电路作为升压电路。如图2.2升压斩波电路主电路图

图3.1升压斩波电路主电路图

3.2逆变电路选择

逆变器按照输出的相数分，有单相、三相两种；按电路拓扑分，有半桥式、全桥式和推挽式。鉴于全桥结构的控制方式比较灵活，所以选择三相全桥电路作为逆变器主电路。

3.3 逆变器触发电路选择

目前，逆变器广泛采用pwm脉宽调制技术实现对输出电压的控制。pwm技术主要体现在两个方面，一是控制策略，二是实现的手段。调制方式主要有直流脉宽调制和正弦波脉宽调制两种方式。直流脉宽输出的是方波，波形畸变严重，所以不适合；正弦波脉宽调制输出波形只含高次谐波，可以大大减小滤波器的体积。所以最终选择正弦波脉宽调制，即spwm技术。

3.4 滤波电路选择

由于设计任务对波形畸变率没有特殊的要求，可以采用最普通的lc滤波电路作为逆变输出的滤波电路。

3.5 保护电路选择

过压保护器件（ovp）用于保护后续电路免受甩负载或瞬间高压的破坏，常用的过压保护器件有压敏电阻、瞬态电压抑制器、静电抑制器和放电管等。过压保护

直流三相逆变器设计

器件选型应注意以下四个要点：

1）关断电压vrwm的选择。一般关断电压至少要比线路最高工作电压高10％ 2）箝位电压vc的选择。vc是指在esd冲击状态时通过tvs的电压，它必须小于被保护电路的能承受的最大瞬态电压 3）浪涌功率pppm的选择。不同功率，保护的时间不同，如600w（10/1000us）；300w（8/20us）4）极间电容的选择。被保护元器件的工作频率越高，要求tvs的电容要越小

过流保护器件主要有一次性熔断器、自恢复熔断器、熔断电阻和断路器等，其中，最重要的过流保护器件是熔断器，也叫保险丝。它一般串联在电路中，要求其电阻要小（功耗小），当电路正常工作时，它只相当于一根导线，能够长时间稳定的导通电路；由于电源或外部干扰而发生电流波动时，也应能承受一定范围的过载；只有当电路中出现较大的过载电流(故障或短路)时，熔断器才会动作，通过断开电流来保护电路的安全，以避免产品烧毁的危险。

在熔断器分断电路的过程中，由于电路电压的存在，在熔体断开的瞬间会发生电弧，高质量的熔断器应该尽量避免这种飞弧；在分断电路后，熔断器应能耐受加在两端的电路电压。熔断器受脉冲损伤会逐步降低承受脉冲的能力，选用时需要考虑必要的安全余量；这个安全余量是指熔断器的总熔断(动作)时间，它是预飞弧时间和飞弧时间之和。所以在选择的时候需要留意它的熔断特性和额定电流这个基本条件；另外安装时要考虑熔断器周边的环境，熔断器只有达到本身的熔化热能值的时候才会熔断，如果是在环境较冷的状况下，它的熔断时间会变化，这是使用时必须留意的。

3.6总电路的控制方式

为了使输出电压波形稳定且可调，采用闭环控制方式，检查输出电压反馈到输入作为比较控制。

直流三相逆变器设计 各模块方案设计

4.1 升压斩波电路

升压斩波电路如下图3.1所示。假设l值、c值很大，v通时，e向l充电，充电电流恒为i1，同时c的电压向负载供电，因c值很大，输出电压uo为恒值，记为uo。设v通的时间为ton，此阶段l上积蓄的能量为ei1ton。v断时，e和l共同向c充电并向负载r供电。设v断的时间为toff，则此期间电感l释放能量为(u0-e)i1toff，稳态时，一个周期t中l积蓄能量与释放能量相等，即

ei1ton=(u0-e)i1toff

化简得u0=t²e/toff

输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路，也称之为boost变换器。t与toff的比值为升压比，将升压比的倒数记作β，则

α+β=1 故u0=e/(1-α)升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因 ：l储能之后具有使电压泵升的作用，并且电容c可将输出电压保持住。

图4.1 升压斩波电路原理图

4.2逆变电路

逆变电路原理

逆变电路在电力电子电路中占很重要的地位，他可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，在实际生产生活中三相逆变应用较为广泛，其中电压型的直流侧通常是并一个电容器，而电流型通常是在直流侧串一个电感。

电压型逆变：直流侧为电压源，采用并联大电容器来缓冲无功功率，则构成电压型逆变器。电压型逆变电路输出电压波形为矩形波，输出电流波形近似正弦波。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗；交流侧输出电压为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用等特点。

直流三相逆变器设计

电压型逆变电路有以下主要特点：

(1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。

(2）由于支路电压源的箝位作用，交流侧输出电压波形位矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。

(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

采用igbt作为开关器件的三相电压型桥式逆变电路如图3.2所示：

图4.2 三相电压型桥式逆变电路

图中vl—v6是逆变器的六个igbt开关器件，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压供电。电路中的直流侧通常只有一个电容器就可以了，但为了方便分析，画作串联的两个电容器并标出假想中点。和单相半桥，全桥逆变电路相同，三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式，即每个桥臂的导电角度为，同一相上、下桥臂交替导通。因为每次换流都是在上、下桥臂之间进行，因此也被称为纵向换流。

逆变电源采用图3.3所示主电路。首先采用升压斩波电路将110kv直流电压升高到400kv，因为对输出波形的要求不是很高，与负载并联的电容c取很大就可以达到滤波的目的。开关管t1~t6是igbt，构成三相逆变桥。关断缓冲由电阻r、电容c和二极管d并联网络组成；c0折算到变压器tm的原边后与l2一起构成交流输出滤波电路；变压器用作电路隔离和升压。

直流三相逆变器设计

图4.3三相逆变器主电路原理图

4.3spwm控制系统

图4.4 三相spwm控制系统框图

三相脉冲形成可采用上述介绍的spwm控制方法，控制系统框图如3.3所示。下面介绍spwm生成的各电路部分。数字分频电路

图3.5是数字分频电路，y是石英晶体振荡器，它有稳定的震荡频率，频率稳定度可以达到万分之一。该电路选用震荡频率1.8432mhz的晶振，它和r1、c1、c2组成频率信号产生的电路，得到1.8432mhz频率信号，再经过数字电路cd4017、cd4040处理，输出两路频率信号。cd4017是十进制计数器，第7脚的q3计数端引至第15脚的复位端可以实现3分频。cd4040是串行二进制计数器，9脚q1可以得到2分频，2脚的q6可以得到2的6次方既64分频。1.8432mhz的频率，分频后三角波频率为9.6khz，标准正弦的扫描频率为102.3khz。

直流三相逆变器设计

图4.5 数字分频电路

标准正弦波形成电路

标准正弦波的长生是利用数字电路实现的。在eprom中存放的数据（十六进制）是这样得到的；将一个周期的单位正弦波分成n等份，每一点的数据在计算机上事先离散计算好在存放进去。由于写入的数据只能是正值，单位正弦波是和图中uref的波形一致，幅值为1的正弦波。本例中将一个周期的正弦波分成n=2048份。

正弦扫描频率引入数字电路cd4040，cd4040的输出是一组地址扫描信号送到eprom的地址线上，eprom2732中存放的数据便依次送到d/a转换器dac0832，dac0832将这些数据转换成断续的模拟信号，经过一个小电容c1（0.1uf以内）滤波，得到连续模拟信号uref，峰峰值由io1端引入的给定电压uc决定，电路中uc来自调节器的输出。经运放lf365处理，可以获得正负对称、幅值为uc的标准正弦波sine。

要产生的标准正弦波的频率f1=50hz，和前面分频电路得到的频率一致，那么扫描频率应该为：fh=f1*n=50*2048=102.4khz。正弦波的频率由稳定度相当高的晶振分频得到，故正弦波的波形畸变率很低；正弦波的幅值受控于给定电压。因此，该电路是一个高精度的正弦发生器。

上述电路具有通用性，对一个已经写好数据的eprom，若改变正弦扫描频率，可以改变标准正弦波频率；若改变eprom中的数据，可实现不同的pwm调制策略，如梯形波调制，注入特定次谐波；若再增加两套电路，在3个eprom中存放相位互差120°的数据，就可实现三相spwm控制。三角波形成电路

分频电路提供了三角波频率信号，即为9.6khz的脉冲信号，应用隔直、比例和积分电路即可得到幅值适当，正负对称的三角波，其频率为9.6khz。spwm形成电路

本装置spwm形成正弦波信号sine和三角载波信号tr来自前级电路；tl084是运算放大器，一tr由它接成的反向器得到。电路中大量使用了芯片lm311，直流三相逆变器设计

它是dip8封装的快速电压比较器，不仅可以作为比较器，还可以利用他的特点做脉冲封锁。下面介绍它的应用：8脚、4脚分别接芯片电源的正、负端；2脚、3脚分别是同向、反向输入；1脚是低电平设定（可接电源负或地），它的电压值决定了lm311输出的低电平值；7脚为输出端，逻辑判断为“高电平”时，集电极开路（oc门特性），因此，7脚必须有上拉电阻同正电源连接，否则，没有高电平输出，r1、r2、r3、r4等都是上拉电阻；

5、6脚用来调节输入平衡（可不用），6脚还可以用作选通，如果lm311的6脚接低电平。其输出恒为高电平，这个特点往往用来设置脉冲封锁。

该系统设置pwm信号低电平有效，即pwm信号为低电平时，驱动电路产生驱动脉冲，igbt导通。lock为保护电路输出的脉冲封锁信号；在电路出现故障时，lock的低电平送到后级各个lm311的6脚，使所有pwm为高电平封锁驱动脉冲。如果不利用lm311封锁驱动，也可以设置pwm高电平有效，取消后级的lm311。

r1~r4，c1~c4和rp还组成了死区形成电路，参数大小决定死区时间，rp可以调节死区大小；igbt的开关时间为2us左右，死区时间设为4us。

该装置采用了一种数模结合的spwm控制电路，它由数字分频电路、三角波形成电路、调节器、标准正弦波控制电路及pwm形成电路等组成。系统的电压调节是为了稳定电压，电流调节是为了限制输出电流。电源的正弦输出畸变率小于5%，要求不是太高，逆变器的输出功率1kw也不大。因此，系统仅采用电压平均值闭环控制，稳定输出电压，对输出波形采用开环控制，即直接将幅值受控的标准正弦波和三角波比较。

在3片eprom内写入3个相差120°的正弦波数据，经过数模转换后，形成3个互差120°的正弦波。它们同一三角载波比较，便可得到三相spwm控制脉冲分别驱动3个桥臂。

4.4驱动电路

ir2130是mos、igbt功率器件专用栅极驱动芯片，通过自举电路工作原理，使其既能驱动桥式电路中低压侧的功率器件，又能驱动高压侧的功率元件，因而在电机控制、伺服驱动、ups电源等方面得到广泛应用。这些器件集成了特有的负电压免疫电路，提高了系统耐用性和可靠性，有些器件不仅有过流、过温检测输入等功能，还具有欠压锁定保护、集成死区时间保护、击穿保护、关断输入、错误诊断输出等功能。

igbt的驱动电路型号很多，ir21系列是国际整流器公司退出的高压驱动器，一片ir2013课直接驱动中小容量的6支场控开关管，并且只需要一路控制电源。ir2013是28引脚双列直插式集成电路，应用方法如图3.6 hin1、hin2、hin3为3个高侧输入端，lin1、lin2、lin3为3路低侧输入端，ho1、vs1、ho2、vs2、ho3、vs3为3路高侧输出端，lo1、lo2、lo3为3路低侧输出端，vss为电源地，直流三相逆变器设计

vsd为驱动地，vb1、vb2、vb3为3路高侧电源端，falut为故障输出端，itrip为电流比较器输入端，cao为电流放大器输出端，ca为电流放大器反向输入端。

当ir2130驱动上桥臂功率管的自举电源工作电压不足时，则该路的驱动信号检测器迅速动作，封锁该路的输出，避免功率器件因驱动信号不足而损坏。当逆变器同一桥臂上2个功率器件的输入信号同时为高电平，则ir2130输出的2路门极驱动信号全为低电平，从而可靠地避免桥臂直通现象发生。

图4.6 ir2130结构及应用电路

采用ir2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。它的高压侧的3路驱动电源有ucc采用自举电路得到。3支快速二极管的阴极电位是浮动的，因此，它的反向耐压值必须大于主电路的母线电压 峰值。ir2130最大正向驱动电流 250ma，反向峰值驱动电流 500ma；内部设有过流、过呀、欠压、逻辑识别保护；它的浮动电压做大不超过400v。

4.5控制器设计

当采用瞬时值内环反馈双环控制时，内环为瞬时值环，用来控制输出电压波形的正弦波，外环采用平均值控制，以保证电压的平均值与参考值一致。如果波形正弦度好，平均值和有效值一一对应关系。

平均值外环的pi调节器输出控制正弦波幅值，幅值乘以单位正弦波后的信号为内环给定，与输出电压瞬时值比较经内环pi调节器输出正弦波调制信号，与三角载波比较后产生的pwm信号经过驱动电路控制逆变器的开关器件。在不允许供电中断的重要用电场合,大量使用着ups系统。而逆变器是ups系统的核心部件,要求它具有高质量的输出电压波形。尤其是在带非线性负载情况下仍然要有接近正弦的输出波形。因此,发展了多种多样的逆变器波形控制技术。本文的主要内容是pwm逆变电源瞬时值反馈控制技术，瞬时值反馈控制是根据当前误差对逆变器的输出波形进行有效的实时控制，如果控制器设计合理，既可以保证系统具有很好的稳态性能，同时也可以保证系统有快速的响应速度。全文围绕电压单环瞬时值控制技术及电容电流内环和电压外环双环瞬时值控制技术这两种控制方法，进行了理论分析,同时结合仿真和实验来探讨如何提高pwm逆变电源的

直流三相逆变器设计

静、动态性能，改善输出波形质量。

图4.7瞬时值内环反馈双环控制

4.6辅助电源

在桥式逆变电路中，一个桥臂上下两管驱动电路的电源应各自独立，两个桥臂上的管无共地点下管可以共地。因此，驱动6管时，至少要有3路独立电源。采用单端反激式开关电源作为辅助电源提供3组20v电源和±12v电源。3组20v电源分别作为6个igbt的驱动模块电源，±12v电源给控制系统的芯片供电。只要有直流输入，辅助电源就供电，控制系统就具备控制和保护能力。

4.7保护电路

保护复位电路的电路拓扑结构如图5所示，它的主要功能是当驱动信号发生电路中的电流较大时，产生复位保护信号，即图中的stop信号。下面简要介绍保护复位电路的基本工作原理：保护复位电路的输入信号来自驱动信号发生电路的电流检测器isensor。当流过isensor的电流较大时，此时电阻r83两端的压降增大，运算放大器u18d的输出为高电平。由于双d型触发器4013的时钟和d信号引脚接地，则该触发器具有r-s触发器的功能。当运算放大器的输出为高电平时，即r引脚的信号为高电平，此时触发器被复位，触发器的输出端q为低电平，即stop信号为低电平。当stop信号为低电平时，三输入与门u10a 4073（如图5所示）的输出被强制限定为低电平。而4013触发器的另一输出通过rc回路（如图中r98和e15）充电，当充电到一定时候，s引脚为高电平，根据触发器的功能表可见，stop信号重新变成高电平，这时stop信号对三输入与门的工作没有影响，实现了保护复位功能。通过选择合适的电阻、电容值,可以确定保护复位的时间，在本文中，选择电阻为750kω，电容为4.7μf使复位时间为1.5s。保护复位电路如图3.8

直流三相逆变器设计

图4.8 保护复位电路

过电压的保护

过电压的幅度一般都很大，但是其作用时间一般却都很短暂，即过电压的能量并不是很大的。利用电容两端的电压不能突变这一特点，将电容器并联在保护对象的两端，可以达到过电压保护的目的，这种保护方式叫做阻容保护。起保护作用的电容一般都与电阻串联，这样可以在过电压给电容充电的过程中，让电阻消耗过电压的能量，还可以限制过电压时产生的瞬间电流。并且r 的接入还能起到阻尼作用，防止保护电容和电路的电感所形成的寄生振荡。图3.9为电源侧阻容保护原理图。图3.9（a）为单相阻容保护电路，图3.9（b）、（c）为三相阻容保护电路，rc网络接成星型，如图3.9（b）；也可以接成三角形，如图3.9（c）。电容越大，对过电压的吸收作用越明显。在图3.9中，图3.9（a）为单相阻容保护，阻容网络直接跨接在电源端，吸收电源过电压。图3.9（b）为接线形式为星型的三相阻容保护电路，平时电容承受电源相电压，图3.9（c）为接线形式为三角型的三相阻容保护电路，平时电容承受电源相电压。显然，三角型接线方式电容的耐压要为星型接线的3倍。但是无论哪种接线，对于同一电路，过电压的能量是一样的，电容的储能也应该相同，所以星型接线的电容容量应为三角形的3倍。也就是说两种接线方式电容容量和耐压的乘积是相同的。

图4.9 阻容保护

过电流的保护

电力电子电路中的电流瞬时值超过设计的最大允许值，即为过电流。过电流有过载和短路两种情况。常用的过电流保护措施如图3.10所示。一台电力电子设备可选用其中的几种保护措施。针对某种电力电子器件，可能有些保护措施是

直流三相逆变器设计

有效的而另一些是无效的或不合适的，在选用时应特别注意。

图4.10 过电流保护

交流断路器保护是通过电流互感器获取交流回路的电流值，然后来控制交流电流继电器，当交流电流超过整定值时，过流继电器动作使得与交流电源连接的交流断路器断开，切除故障电流。应当注意过流继电器的整定值一般要小于电力电子器件所允许的最大电流瞬时值，否则如果电流达到了器件的最大电流过流继电器才动作，由于器件耐受过电流的时间极短，在继电器和断路器动作期间电力电子器件可能就已经损坏。来自电流互感器的信号还可作用于驱动电路，当电流超过整定值时，将所有驱动信号的输出封锁，全控型器件会由于得不到驱动信号而立即阻断，过电流随之消失；半控型器件晶闸管在封锁住触发脉冲后，未导通的晶闸管不再导通，而已导通的晶闸管由于电感的储能器件不会立即关断，但经一定的时间后，电流衰减到0，器件关断。这种保护方式由电子电路来实现，又叫做电子保护。与断路器保护类似，电子保护的电流整定值也一般应该小于器件所能承受的电流最大值。

快速熔断器保护一般作为最后一级保护措施，与其它保护措施配合使用。根据电路的不同要求，快速熔断器可以接在交流电源侧（三相电源的每一相串接一个快速熔断器），也可以接在负载侧，还可电路中每一个电力电子器件都与一个快速熔断器串联。接法不同，保护效果也有差异。熔断器保护有可以对过载和短路过电流进行“全保护”和仅对短路电流起作用的短路保护两种类型。

4.8总电路

由此得到电路图如3.8。

直流三相逆变器设计

图4.11 总电路图

5系统元件有关参数的计算

在电路中输入为110kv dc，输出为380v ac 50 hz，输出功率为p=3000w，功率因数设为cosφ=1。调节升压电路的占空比δ=1-e/u=1-110/380=0.71使输出为400v，调制比为1，求得逆变器输出的基波电压有效值为ub=400/√2=282.84v。初步计算变压器的变压比为k=380/400=0.95。则电路各元件选取如下：

5.1 开关管和二极管的选择

(1)开关管的选择

最大输出情况下，电流有效值为

imax=p/(v*cosφ)=3000/380=7.895a式（5.1）

开关管额定电流ice

直流三相逆变器设计

ice＞2*imax=2*7.895=15.79a式（5.2）

开关管额定电压vcer

vcer=2*vm=2*.80=760v式（5.3）

(2)二极管的选择 额定电压vrr

vrrm＞380v式（5.4）

最大允许的均方根正向电流

ifrms=πifr/2=1.57ifr式（5.5）

二极管的额定电流为

ifr＞imax/1.57=7.895/1.57=5.03a式（5.6）

5.2 lc 滤波器的计算

输出滤波器的作用是减小输出电压中的谐波，并保证基波电压输出。因滤波电容和负载并联，它可以补偿感性电流，但是，滤波电容过大，反而会增加变压器的负担。因此，在设计滤波电路的时候，首先确定滤波电容的值。设计基本原则就是在额定负载时，使容性电流补偿一半的感性电流。

ic=psinφ/(2u0cosφ)=3000*0.6/(2*380*0.8)式（5.7）c=ic/(u0ω)=2.96/(380*2π*50)=24.79μf式（5.8）

取c=25μf，选择500hz、500v的交流电容。开关管的工作频率取7.2khz 逆变桥输出电压除基波外，还含有高次谐波，最低次谐波为2p-1次，而p=fs/f=7200/50=144，得到 f=(2*200-1)*50=19950hz式（5.9）

考虑到死区的影响，一般选取输出滤波器的谐振频率为最低谐振频率的1/5～1/10。取谐振频率为2khz,算出

l=(1/2π*2000)2/c=0.256mh式（5.10）折算到原边，l1=(1/k)2l=0.284mh式（5.11）

5.3 输出变压器选择

方案一：三个单相变压器参数计算： 单个变压器输出功率为：

p2=1000w式（5.12）

单个变压器输入功率：

p1=u1*i1=p2/η=3000/0.95=1052.6w式（5.13）

式中η为变压器的效率，这里取0.95 变压器的额定功率为:

直流三相逆变器设计

p=(p1+p2)/2=(1000+1052.6)/2=1026.3w式（5.14）

一次侧电流为：

i1=kp1/u1=1.2*1052.6/77.8=13.5a式（5.15）

式中k是变压器空载电流大小决定的经验系数，容量越小的变压器，k越大，一般选1.1~1.2。二次侧电流为：

i2=p2/u2=1000/380=2.6a式（5.16）

故选用三个初级电压为77.8v、电流为13.5a，功率为1052.6w,次级电压为380v、电流为2.6a，功率为1000w的单相变压器。方案二：三相变压器 变压器输出功率：

p1=u1*i1=p2/η=3000/0.95=3157.9w式（5.17）

式中η为变压器的效率，这里取0.95 已知直流输入为110v，其基波最大的峰峰值为110v 峰值有效值为:

u=110/√2=77.8v式（5.18）

逆变线电压额定值为380v，相电压峰值为:

uwn=380/√3=219.4v式（5.19）

由于变压器连接方式为△y-11连接，变压器变比为:

n1/n2=77.8/219.4=0.35式（5.20）

故选择变比为0.35，功率3200w的三相变压器。

考虑到成本以及方便在本次设计中采用方案二级三相变压器。

电源的输出功率为3kva，cosφ=1，频率f=50hz。根据变压器选择手册可选择sd40*80*220mm的50hz铁芯，查得变压器视在功率为3529va。本设计采用sd型铁芯，用冷轧取向硅钢薄板 dq151-35材料，占空系数kc=0.92。求得磁芯截面积sc=k√p/kc=1.2*√3529/0.92=77.49cm2，若选取最大磁密bm=12000gs（1）副边绕组

逆变桥输出的spwm波经过电感滤波后还是有一定的高频分量，一般取br=80%bm=0.8*12000gs=9600gs。根据变压器电压关系式u0=4.44fn2brsc=380v可求得n2≈230。取230匝。（2）原边绕组

逆变器输出的基波电压理想值为282.84v。两只开关管的压降为4v左右，开关频率fs=7.2khz，死区设为td=4μs，则死区引起的最大电压损失为

δu=fstdub=7.2*103*4*10-6*282.84=8.12v 式（5.21）

直流三相逆变器设计

基波电流在滤波电感上的压降为

ul=2πfli1=2*3.15*50*0.284*10-3=0.724v 式（5.22）

漏感的阻抗压降一般为3%～5%的基波电压，按12v估算，则变压器的原边电压

u1=(400-8.12-0.724-12)=379.2v式（5.23）变压器变比为k=u2/u1=380/379.2=1.00式（5.24）

n1=n2/k=229.5式（5.25）

取300匝。

总 结

通过本次设计，了解当前先进的电力电子技术和电力电子装置技术，加深了课本逆变部分理论知识的理解，掌握了逆变电路的基本设计以及pwm技术。在最初的学习中我们复习巩固了一些相关的基础知识，对诸如电力电子等课程进行了一些总结回顾，进行了对已知基础知识的再综合应用，提高了实际应用能力，也找到我在某些方面的不足，在本次设计前，在本次设计中，查阅许多逆变器方面的资料，有感先进的功率器件及逆变控制器件对电力电子技术进步的推动作用，大大简化设计，极大提高系统的可靠性，达到以往设计无法达到的技术指标。

平时我们只学习了理论知识，没有将理论知识运用于实践中，当然在实验课上，也锻炼了自己的动手能力。可是，毕竟课上时间有限，不能深入的完成实验。

直流三相逆变器设计

课程设计为我们提供了这样的机会。课设过程中，大家自己独立思考，完成老师布置的题目，学习了很多东西，把自己所学用于实际，课设期间，遇到问题，独立解决或同学在一起讨论，还锻炼了自己独立分析、归纳、解决问题的能力。当然，光靠平时所学的知识完成本次课程设计还是有一定难度的，因此，课设中存在许多障碍，这些阻碍都是我知识点的漏洞，为我敲响了警钟。通过翻阅课本以及查阅资料，我都一一的解决了问题，受益良多。

致 谢

通过这次课程设计使我明白了光在课本上看懂了是不够的，更应该把在书本上学来的知识应用于实践中，把理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正的学到东西，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。

在设计的过程中遇到问题，可以说得是困难重重，这毕竟第一次做电力电子的课程设计，难免会遇到过各种各样的问题，同时在设计的过程中发现了自己的不足之处，对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握得不够牢固，通过这次课程设计之后，对所学的知识又巩固了一次。

这次课程设计终于完成了，在设计中遇到了很多问题，在查阅资料和同学帮忙、解答下度过重重难关终于做成！在此，对给过我帮助的所有同学和石老师表

直流三相逆变器设计

示忠心的感谢，通过这两周的电力电子课程设计，我对电压型逆变电路既有了进一步的了解，又对pwm控制技术也有的更深入的认知。刚开始，对很多电路的设计思路都不清楚，但通过不断的查阅资料和同学的帮助，总算学会了如何更好的设计电路选择正确的元器件。

最后，感谢老师的耐心指导和各位同学的大力支持，使我在本次设计中将遇到的问题都解决了，完成了本次课程设计，并从中学习到了更多的知识。

参考文献

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直流三相逆变器设计

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直流变交流三相逆变器篇三

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书

3kva三相逆变器设计 概述

现代工业、交通运输、军事装备、尖端科学的进步以及人类生活质量和生存环境的改善，都依赖于高品质的电能，据统计70%的电能都是经过变换后才使用，而随着科技的发展，需要变换的比例将会进一步提高。电力电子技术为电力工业的发展和电力应用的改善提供了先进技术，它的核心是电能形式的变换和控制，并通过电力电子装置实现其应用。电力电子装置是以满足用电要求为目标，以电力半导体器件为核心，通过合理的电路拓扑和控制方式，采用相关的应用技术对电能实现变换和控制的装置。逆变器和直流斩波电路是应用很广的一种电力电子装置或技术。

直流斩波电路（dc chopper）的功能是将直流电变为另一种固定的或可调的直流电，也称为直流-直流变换器（dc/dc converter）直流斩波电路（dc chopper）一般是指直接将直流变成直流的情况，不包括直流-交流-直流的情况；直流斩波电路的种类很多，包括6种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，cuk斩波电路，sepic斩波电路，zeta斩波电路，前两种是最基本电路。

逆变器也称逆变电源，是将直流电能转变成交流电能的变流装置，是太阳能、风力发电中的一个重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展，逆变技术也从通过直流电动机—交流发电机的旋转方式，发展到晶闸管逆变技术，而今的逆变技术多采用了mosfet、igbt、gto、igct、mct 等多种先进且易于控制的功率器件，控制电路也从模 拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（dsp）控制。各种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。毋庸置疑，随着计算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。

pwm控制技术就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）；面积等效原理是 pwm技术的重要基础理论。一种典型的pwm控制波形spwm脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 的pwm波形称为spwm波。spwm法是一种比较成熟的也是目前使用较广泛的pwm法。在采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。spwm 法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 pwm 波形即spwm波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电 路输出电压的频率和幅值。

本文通过详细讲述每个部分的工作原理、元件选择、电路构造和参数选择，设计出三相逆变器所需的升压电路、主电路、反馈与控制电路、pwm生成电路、触发电路和滤波电路，完整的阐述了一个三相逆变器的设计方法和过程。

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 方案论证

2.1 设计任务与要求

条件：输入直流电压：110v。要求完成的主要任务:

设计容量为3kva的三相逆变器，要求达到： 1）输出380v，频率50hz三相交流电 2）完成总电路设计

3）完成电路中各元件的参数计算

2.2 设计任务分析

由于输入直流电压只有110v，而输出交流电压要求有效值为380v，所以必须通过升压电路将直流电压升到到一定值才能作为逆变器的输入电压。逆变器的核心是半导体开关器件，不同拓扑的逆变电路有不同的优缺点和应用领域。半导体开关器件需要触发信号才能导通，要使逆变器输出正弦波形，则需要特殊的触发电路对开关器件进行调制。逆变器输出带有高次谐波，需要滤波电路对谐波进行。在进行仿真前，需对上述电路模块进行比较论证和选择。

2.3各模块方案选择

2.3.1 升压电路选择

1）方案1：采用变压器直接对直流电压进行升压。

2）方案2：采用boost直流斩波升压电路通过改变占空比对直流电压进行调节升压。

考虑到实际变压器变比不可调或者调节范围很小，不利于逆变器输出的调节，而boost电路通过调节开关器件的导通占空比可以灵活方便的调节输出电压的大小，从实际出发和从方便性出发，最终选择了boost电路作为升压电路。

2.3.2 逆变电路选择

逆变器按照输出的相数分，有单相、三相两种；按电路拓扑分，有半桥式、全桥式和推挽式。鉴于全桥结构的控制方式比较灵活，所以选择三相全桥电路作为逆变器主电路。

2.3.3逆变器触发电路选择

目前，逆变器广泛采用pwm脉宽调制技术实现对输出电压的控制。pwm技术主要体现在两个方面，一是控制策略，二是实现的手段。调制方式主要有直流脉宽调制和正弦波脉宽调制两种方式。直流脉宽输出的是方波，波形畸变严重，所以不适合；正弦波脉宽

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书

调制输出波形只含高次谐波，可以大大减小滤波器的体积。所以最终选择正弦波脉宽调制，即spwm技术。

2.3.4滤波电路选择

由于设计任务对波形畸变率没有特殊的要求，可以采用最普通的lc滤波电路作为逆变输出的滤波电路。

2.3.5总电路的控制方式

为了使输出电压波形稳定且可调，采用闭环控制方式，检查输出电压反馈到输入作为比较控制。

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 电路原理及设计

3.1 升压斩波电路

升压斩波电路如下图3.1所示。假设l值、c值很大，v通时，e向l充电，充电电流恒为i1，同时c的电压向负载供电，因c值很大，输出电压uo为恒值，记为uo。设v通的时间为ton，此阶段l上积蓄的能量为ei1ton。v断时，e和l共同向c充电并向负载r供电。设v断的时间为toff，则此期间电感l释放能量为(u0e)i1toff，稳态时，一个周期t中l积蓄能量与释放能量相等，即

ei1ton(u0e)i1tof f

化简得

u0ttoffe

输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路，也称之为boost变换器。

t与toff的比值为升压比，将升压比的倒数记作β，则

1

故

u011ae

升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因 ：l储能之后具有使电压泵升的作用，并且电容c可将输出电压保持住。

图3.1 升压斩波电路原理图

3.2 主电路原理图

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逆变电源采用图3.2所示主电路。首先采用升压斩波电路将110kv直流电压升高到400kv，因为对输出波形的要求不是很高，与负载并联的电容c取很大就可以达到滤波的目的。开关管t1~t6是igbt，构成三相逆变桥。关断缓冲由电阻r、电容c和二极管d并联网络组成；c0折算到变压器tm的原边后与l2一起构成交流输出滤波电路；变压器用作电路隔离和升压。

图3.2三相逆变器主电路原理图

3.3 spwm控制系统

图3.3 三相spwm控制系统框图

三相脉冲形成可采用上述介绍的spwm控制方法，控制系统框图如3.2所示。下面介绍spwm生成的各电路部分。

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3.3.1数字分频电路

图2-3是数字分频电路，y是石英晶体振荡器，它有稳定的震荡频率，频率稳定度可以达到万分之一。该电路选用震荡频率1.8432mhz的晶振，它和r1、c1、c2组成频率信号产生的电路，得到1.8432mhz频率信号，再经过数字电路cd4017、cd4040处理，输出两路频率信号。cd4017是十进制计数器，第7脚的q3计数端引至第15脚的复位端可以实现3分频。cd4040是串行二进制计数器，9脚q1可以得到2分频，2脚的q6可以得到2的6次方既64分频。1.8432mhz的频率，分频后三角波频率为9.6khz，标准正弦的扫描频率为102.3khz。

图3.4 数字分频电路

3.3.2 标准正弦波形成电路

标准正弦波的长生是利用数字电路实现的，电路原理如图3.5所示。

在eprom中存放的数据（十六进制）是这样得到的；将一个周期的单位正弦波分成n等份，每一点的数据在计算机上事先离散计算好在存放进去。由于写入的数据只能是正值，单位正弦波是和图中uref的波形一致，幅值为1的正弦波。本例中将一个周期的正弦波分成n=2048份。

正弦扫描频率引入数字电路cd4040，cd4040的输出是一组地址扫描信号送到eprom的地址线上，eprom2732中存放的数据便依次送到d/a转换器dac0832，dac0832将

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这些数据转换成断续的模拟信号，经过一个小电容c1（0.1uf以内）滤波，得到连续模拟信号uref，峰峰值由io1端引入的给定电压uc决定，电路中uc来自调节器的输出。经运放lf365处理，可以获得正负对称、幅值为uc的标准正弦波sine。

图3.5 标准正弦波形成电路

要产生的标准正弦波的频率f1=50hz，那么扫描频率应该为：fhf1n502048hz102.4kh，和前面分频电路得到的频率一致。正弦波的频率由z

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稳定度相当高的晶振分频得到，故正弦波的波形畸变率很低；正弦波的幅值受控于给定电压。因此，该电路是一个高精度的正弦发生器。

上述电路具有通用性，对一个已经写好数据的eprom，若改变正弦扫描频率，可以改变标准正弦波频率；若改变eprom中的数据，可实现不同的pwm调制策略，如梯形波调制，注入特定次谐波；若再增加两套电路，在3个eprom中存放相位互差120°的数据，就可实现三相spwm控制。

3.3.3三角波形成电路

分频电路提供了三角波频率信号，即为9.6khz的脉冲信号，应用隔直、比例和积分电路即可得到幅值适当，正负对称的三角波，其频率为9.6khz。

3.3.4 spwm形成电路

本装置spwm形成电路如图3.6所示，正弦波信号sine和三角载波信号tr来自前级电路；tl084是运算放大器，一tr由它接成的反向器得到。电路中大量使用了芯片lm311，它是dip8封装的快速电压比较器，不仅可以作为比较器，还可以利用他的特点做脉冲封锁。下面介绍它的应用：8脚、4脚分别接芯片电源的正、负端；2脚、3脚分别是同向、反向输入；1脚是低电平设定（可接电源负或地），它的电压值决定了lm311输出的低电平值；7脚为输出端，逻辑判断为“高电平”时，集电极开路（oc门特性），因此，7脚必须有上拉电阻同正电源连接，否则，没有高电平输出，图中的r1、r2、r3、r4等都是上拉电阻；

5、6脚用来调节输入平衡（可不用），6脚还可以用作选通，如果lm311的6脚接低电平。其输出恒为高电平，这个特点往往用来设置脉冲封锁。

该系统设置pwm信号低电平有效，即pwm信号为低电平时，驱动电路产生驱动脉冲，igbt导通。lock为保护电路输出的脉冲封锁信号；在电路出现故障时，lock的低电平送到后级各个lm311的6脚，使所有pwm为高电平封锁驱动脉冲。如果不利用lm311封锁驱动，也可以设置pwm高电平有效，取消后级的lm311。

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图3.6 spwm波形成电路

图3.6中r1~r4，c1~c4和rp还组成了死区形成电路，参数大小决定死区时间，rp可以调节死区大小；igbt的开关时间为2us左右，死区时间设为4us。

该装置采用了一种数模结合的spwm控制电路，其框图如图2所示，它由数字分频电路、三角波形成电路、调节器、标准正弦波控制电路及pwm形成电路等组成。系统的电压调节是为了稳定电压，电流调节是为了限制输出电流。电源的正弦输出畸变率小于5%，要求不是太高，逆变器的输出功率1kw也不大。因此，系统仅采用电压平均值闭环控制，稳定输出电压，对输出波形采用开环控制，即直接将幅值受控的标准正弦波和三角波比较。

在3片eprom内写入3个相差120°的正弦波数据，经过数模转换后，形成3个互差120°的正弦波。它们同一三角载波比较，便可得到三相spwm控制脉冲分别驱动3个桥臂。

3.4 驱动电路

igbt的驱动电路型号很多，ir21系列是国际整流器公司退出的高压驱动器，一片

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ir2013课直接驱动中小容量的6支场控开关管，并且只需要一路控制电源。ir2013是28引脚双列直插式集成电路，1、hin2、hin3为3个高侧输入端，lin1、lin2、lin3为3路低侧输入端，ho1、vs1、ho2、vs2、ho3、vs3为3路高侧输出端，lo1、lo2、lo3为3路低侧输出端，vss为电源地，vsd为驱动地，vb1、vb2、vb3为3路高侧电源端，falut为故障输出端，itrip为电流比较器输入端，cao为电流放大器输出端，ca为电流放大器反向输入端。

图3.7

ir2130结构及应用电路

采用ir2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。它的高压侧的3路驱动电源有ucc采用自举电路得到。3支快速二极管的阴极电位是浮动的，因此，它的反向耐压值必须大于主电路的母线电压 峰值。ir2130最大正向驱动电流 250ma，反向峰值驱动电流 500ma；内部设有过流、过呀、欠压、逻辑识别保护；它的浮动电压做大不超过400v。

3.5 控制器设计

当采用瞬时值内环反馈双环控制时，内环为瞬时值环，用来控制输出电压波形的正弦波，外环采用平均值控制，以保证电压的平均值与参考值一致。如果波形正弦度好，平均值和有效值一一对应关系。

平均值外环的pi调节器输出控制正弦波幅值，幅值乘以单位正弦波后的信号为内环给定，与输出电压瞬时值比较经内环pi调节器输出正弦波调制信号，与三角载波比较后产生的

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pwm信号经过驱动电路控制逆变器的开关器件。

图3.8瞬时值内环反馈双环控制

3.6辅助电源

在桥式逆变电路中，一个桥臂上下两管驱动电路的电源应各自独立，两个桥臂上的管无共地点下管可以共地。因此，驱动6管时，至少要有3路独立电源。采用单端反激式开关电源作为辅助电源提供3组20v电源和±12v电源。3组20v电源分别作为6个igbt的驱动模块电源，±12v电源给控制系统的芯片供电。只要有直流输入，辅助电源就供电，控制系统就具备控制和保护能力。

3.7总电路

由此得到电路图如3.9。

图3.9 总电路图

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 系统元件有关参数的计算

在电路中输入为110kv dc，输出为380v ac 50 hz，输出功率为p3000w，功率因数设为cos1。调节升压电路的占空比1eu011103800.71使输出为400v，调制比为1，求得逆变器输出的基波电压有效值为ub400/2282.84v。初步计算变压器的变压比为k380/4000.95。则电路各元件选取如下：

4.1 开关管和二极管的选择

(1)开关管的选择

最大输出情况下，电流有效值为

imaxpvcos300038017.895a

开关管额定电流ice

ice2imax27.89515.79a

开关管额定电压vcer

vcer2vm2380760v

(2)二极管的选择

额定电压vrr

vrrm380v

最大允许的均方根正向电流

ifrms2ifr1.57ifr

二极管的额定电流为

ifrimax1.577.8951.575.03a

4.2 l、c 滤波器的设计

输出滤波器的作用是减小输出电压中的谐波，并保证基波电压输出。因滤波电容和负

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载并联，它可以补偿感性电流，但是，滤波电容过大，反而会增加变压器的负担。因此，在设计滤波电路的时候，首先确定滤波电容的值。设计基本原则就是在额定负载时，使容性电流补偿一半的感性电流。

icpsin2u0cosicu030000.623800.82.96380250a2.96a

cf24.79f

取c=25f，选择500hz、500v的交流电容。开关管的工作频率取7.2khz 逆变桥输出电压除基波外，还含有高次谐波，最低次谐波为2p1次，而pfsf720050144，得到

f(22001)5019950hz

考虑到死区的影响，一般选取输出滤波器的谐振频率为最低谐振频率的1/5～1/10。取谐振频率为2khz,算出

l1c(1220001k)10.952124.7910261184.961060.256mh

折算到原边，l1()2l()0.2560.284mh

4.3 输出变压器选择

电源的输出功率为3kva，cos1，频率f50hz。根据变压器选择手册可选择sd40*80*220mm的50hz铁芯，查得变压器视在功率为3529va。本设计采用sd型铁芯，用冷轧取向硅钢薄板 dq151-35材料，占空系数kc0.92。求得磁芯截面积sckp/kc1.23529/0.9277.49cm，若选取最大磁密bm12000gs.1)副边绕组

逆变桥输出的spwm波经过电感滤波后还是有一定的高频分量，一般取br80%bm0.812000gs9600gs。根据

-8变

380v压器电压关系式u04.44fn2brsc4.4450n2960077.4910可求得n2230。取230匝。

2）原边绕组

逆变器输出的基波电压理想值为282.84v。两只开关管的压降为4v左右，开关频率

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fs7.2khz，死区设为td4s，则死区引起的最大电压损失为

ufstdub7.21041036282.848.12v

基波电流在滤波电感上的压降为

ul2fli12500.2841038.120.724v

漏感的阻抗压降一般为3%～5%的基波电压，按12v估算，则变压器的原边电压

u1(4008.120.72412)379.2v

变压器变比为ku2/u1380/379.21.00

n1n2/k229.5，取300匝。

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小结

很难想象最终还是把这个拓展训练做下来了，因为中间过程是多么曲折。当我刚拿到设计任务的时候，乍一眼看我还觉得题目比较简单，就是一个dc-ac转换电路，然后我脑海中立马浮现出课本上学的逆变电路图，简单的六只开关管接成桥式电路然后接负载。后来当我真正开始付之行动时才发现实际做起来要比理论分析难很多。

做任何事都要先有计划。首先，我解决的第一个问题是方案问题，根据输入输出电压的差别，我决定先用一个升压电路将直流电压进行升压处理后才输入到逆变器，而逆变器主电路则采用我们学的最多的三相桥式电路。

然后，我对各种模块电路进行了理论复习，记下每个电路需要哪些器件，以及各自的作用，在纸上画出了大概的模型图，以便设计时参考。

感觉这次拓展训练最难的地方是选择元件和计算参数，每个元件都有它的额定工作条件或范围，适当选择和使用才可以发挥出该原件最大的效益和作用，否则可能是电路工作不可靠或损坏元件。在计算变压器的型号、尺寸、铁芯材料、变比匝数时，花了很大气力。因为之前从来没学过这么细，很多内容相对比较陌生，只能对着书上的例子，再仔细浏览设计手册，一步一步的计算与选择。

此次三相pwm逆变器的设计中也存在一定的问题，发现了自己的很多不足之处，自己知识的很多漏洞，看到了自己的实践经验还是比较缺乏，理论联系实际的能力还需要提高。专业设计是培养学生综合应用所学知识、发现、提出、分析和解决实际问题锻炼实际能力的主要环节，是对学生实际工作能力的具体训练和考察过程，随着科学技术发展的日新日异，电子技术已经成为当今世界空前活跃的领域，在生活中可以说得是无处不在。因此作为大学生来说，掌握电子的开发技术是十分重要的。

回顾此次拓展训练，至今我仍感慨颇多，在过去的一个星期里，可以说是苦多于甜，但是可以学到很多的东西，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上没有学到过的知识。在设计的过程中遇到问题，可以说是困难重重，难免会遇到各种各样的问题，比如有时候被一些小的、细的问题挡住看前进的步伐，让我总是为解决它而花费很长的时间，最后还要查阅其他的书籍才能找到解决的办法。

当然最关键的还是要靠自己亲自去领会思考如何解决问题，掌握独自面对问题分析问题的方法。不少人抱怨在大学学不到东西，我并不这样认为。我想无论是在学习还是在生

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活上只有自己真正用心去学习和参与才可能有收获，这也算是本次三相pwm逆变器拓展训练给我知识之外的一点小小的感悟。总之本次拓展训练的收获确实很多，很珍惜这样的机会，因为可以锻炼自己提升自己。

这次的拓展训练终于顺利完成了，在设计中遇到了很多问题，最后在努力下终于迎刃而解。同时发现了还有很多工具及理论以后待学习。此次拓展训练培养了我严谨科学的思维，通过它架起理论与实际的桥梁。

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参考文献

[1] 杨荫福.电力电子装置及系统.北京：清华大学出版社，2006 [2] 技术在电源中的应用.武汉：武汉大学出版社，2000 [3] 王兆安.电力电子技术.北京：机械工业出版社，2009 [4] 杨泽民.电力电子技术原理与应用.沈阳：东北工学院出版社，1999 [5] robert contorl systems analysis and design-using matlab and simulation[m].影印版.北京：清华大学出版社，2008

直流变交流三相逆变器篇四

1.模糊逻辑控制：利用模糊数学的基本思想和理论的控制方法。先通过传感器把要监测的物理量变成电量，再通过模数转换器转换成模糊集合的隶属函数，这一步就称为精确量的模糊化或者模糊量化，其目的是把传感器的输入转换成知识库可以理解和操作的变量格式。根据模糊逻辑推理得到的输出模糊隶属函数，用不同的方法找一个具有代表性的精确值作为控制量，这一步称为模糊输出量的解模糊判决；其目的是把分布范围概括合并成单点的输出值，加到执行器上实现控制。

2、孤岛效应

孤岛现象是指当电网由于电气故障或自然因素等原因中断供电时，光伏并网发电系统仍然向周围的负载供电，从而形成一个电力公司无法控制的自给供电孤岛，容易造成设备损坏和人员伤亡。

3、主动孤岛效应检测

原理：在控制变量：电流幅值、频率或相位中加入了适当的扰动量，同时检测逆变器的输出情况。当电网正常工作时,由于电网的平衡作用, 扰动信号不足以改变并网逆变器的输出特性；当电网故障或者掉电时，由于扰动信号的反馈作用，并网逆变器的输出特性就会快速累积并且超出允许范围,从而实现了快速检测。

优点：精度高，检测盲区小等。

缺点：当局部电网存在多个分布式能源系统时，主动检测效果下降。有功功率扰动法：

就是周期性的改变并网逆变器输出电流值的大小，同时检测逆变器公共连接点a点的电压大小变化情况。在电网正常工作的情况下，电流的扰动不会改变电网电压的波动

当孤岛发生时逆变器检测到的逆变器输出电压将会发生大的变动，从而可以判断孤岛的发生。优点：实现简单，另外不会增大并网电流的谐波失真值的优点 缺点：对于大功率集中型并网装置而言，人为的改变有功功率的输出会对局部电网产生不可小视的冲击。当孤岛中同时存在多个光伏并网系统供电时，难以做到对多个并网系统功率的同步干扰。

主动频率扰动法（active frequency drift：afd）：

对并网输出电流的频率施加一个扰动信号，使得并网电流的频率发生变化。

当电网正常工作时,由于电网的平衡作用, 扰动信号不足以改变逆变器输出电流的频率 当电网故障或者掉电时，由于扰动信号的反馈作用，逆变器输出电流的频率就会快速累积并且超出允许范围,从而实现了快速检测。这种方法由于人为加入扰动信号会影响并网逆变器输出电流的质量。对于rlc负载存在检测盲区 滑模频率偏移法 ：

该方法与主动频率扰动法的工作原理类似，两者主要区别在于afd法对频率引入了扰动，而滑模频率偏移法是对逆变器输出电压的相角进行扰动。

4、被动孤岛效应检测

原理：被动式检测方法是利用电网发生断电时逆变器的输出电压幅值、相位、频率或谐波的改变来直接甄别系统是否发生孤岛状况的。优点：检测方法简单，对系统运行无干扰等。缺点：当光伏系统输出功率与负载功率平衡时，被动式检测方法将失去孤岛效应检测能力，因此存在较大的非检测区域(non-detection zone，ndz)。电压、频率检测

原理：当并网逆变器输出功率(有功功率、无功功率)与负载需求功率不匹配，电压或频率将产生变化，一旦超出正常范围，保护电路使并网逆变器停止运行。

相位检测

原理：电网出现故障时，光伏发电系统所带的负载阻抗会发生变化，导致电网故障前后逆变器输出电压和输出电流之间相位发生明显变化，系统可以根据相位的变化情况来判断电网是否出现故障。电压谐波检测

原理：当系统与电网断开时，其输出电流在经过变压器等非线性设备时将会产生大量的谐波，监测线路电压的谐波量，当发现谐波量突然增加时，就可以认为发生了孤岛现象。

5、mppt mppt控制器的全称“最大功率点跟踪”（maximum power point tracking）太阳能控制器。mppt控制器能够实时侦测太阳能板的发电电压，并追踪最高电压电流值(vi)，使系统以最大功率输出对蓄电池充电。应用于太阳能光伏系统中，协调太阳能电池板、蓄电池、负载的工作，是光伏系统的大脑。光伏电池的输出功率与mppt控制器的工作电压有关，只有工作在最合适的电压下，它的输出功率才会有个唯一的最大值。日照强度为1000w/㎡，u=24v,i=1a；u=30v,i=0.9a；u=36v,i=0.7a；可见30的电压下输出功率最大。

6、锁相环(phase locked loop)，就是锁定相位的环路。学过自动控制原理的人都知道，这是一种典型的反馈控制电路，利用外部输入的参考信号控制环路内部振荡信号的频率和相位，实现输出信号频率对输入信号频率的自动跟踪，一般用于闭环跟踪电路。是无线电发射中使频率较为稳定的一种方法，主要有vco（压控振荡器）和pll ic（锁相环集成电路）,压控振荡器给出一个信号,一部分作为输出，另一部分通过分频与pll ic所产生的本振信号作相位比较，为了保持频率不变，就要求相位差不发生改变，如果有相位差的变化，则pll ic的电压输出端的电压发生变化，去控制vco,直到相位差恢复，达到锁相的目的。能使受控振荡器的频率和相位均与输入信号保持确定关系的闭环电子电路。

电路

the boost converter，或者叫step-up converter是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。

8、脉冲宽度调制

pulse width modulation

pwm是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。pwm信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有(on)，要么完全无(off)。电压或电流源是以一种通(on)或断(off)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用pwm进行编码。

9、ipm器件

ipm（intelligent power module）,即智能功率模块，不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起。而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到cpu。它由高速低功耗的管芯和优化的门极驱动电路以及快速保护电路构成。即使发生负载事故或使用不当，也可以保证ipm自身不受损坏。ipm一般使用igbt作为功率开关元件，内藏电流传感器及驱动电路的集成结构。ipm以其高可靠性，使用方便赢得越来越大的市场，尤其适合于驱动电机的变频器和各种逆变电源，是变频调速，冶金机械，电力牵引，伺服驱动，变频家电的一种非常理想的电力电子器件。功率因数：

电压与电流之间的相位差(φ)的余弦叫做功率因数

直流变交流三相逆变器篇五

目录

一 摘要...................................................................................................2

二 三项逆变器spwm调制原理...........................................................2三 spwm逆变电路及其控制方法.......................................................2

3.1spwm包括单极性和双极性两种调制方法.....................................................2

3.2 调制法.................................................................................................................3

3.3特定谐波消去法..................................................................................................4

四 三相桥式逆变器spwm调制的仿真型........................................5

封装模块...................................................................................6

4.2subsystem1封装模块.................................................................................7 4.1subsystem五 三相桥式逆变器spwm调制的仿真波形....................................7

六频谱分析...........................................................................................14

6.1 对相电压un’、vn’、wn’输出电压进行谐波分析................................14

6.2 对负载的线电压uuv、uvw、uwu的输出波形进行谐波分析.................16

6.3 负载vn的相电压un、vn、wn输出波形进行谐波分析.......................17

七结 语.................................................................................................19

八 参考文献.........................................................................................19

三相逆变器双极性spwm调制技术的仿真

一 摘要：在电力电子技术中，pwm（pulse width modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。本论文以三相逆变器双极性spwm调制技术的仿真为例，通过运用了matlab/simulink和power system block(psb)电力系统模块集工具箱仿真环境，对电路进行建模、计算和仿真分析。通过调节载波比n，用示波器观看输出波形的改变。另外，采用subplot作出相电压、相电流、线电压、不同器件所承受的电压波形以及频谱图，并加以分析。

关键词：pwm 三相逆变器

载波比n 示波器

仿真

波形

二 三相逆变器spwm调制原理

在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。图1中各个形状的窄脉冲在作用到逆变器中电力电子器件时，其效果是相同的，是指环节的输出响应波形基本相同。

重要理论基础——面积等效原理

a)矩形脉冲

b)三角脉冲

c)正弦半波脉冲

d)单位脉冲函

图1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

三 spwm逆变电路及其控制方法

3.1 spwm包括单极性和双极性两种调制方法

（1）如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的spwm波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。

（2）如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则spwm波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。

图2双极性pwm控制方式

其中：载波比——载波频率 fc与调制信号频率

fr 之比n，既 n = fc / fr

调制度――调制波幅值ar与载波幅值ac之比，即ma＝ar/ac 同步调制——n 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。

 基本同步调制方式，fr 变化时n不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；  三相电路中公用一个三角波载波，且取 n 为3的整数倍，使三相输出对称；  为使一相的pwm波正负半周镜对称，n应取奇数；  fr 很低时，fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除；  fr 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。异步调制***——载波信号和调制信号不同步的调制方式。

 通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 n 是变化的；

 在信号波的半周期内，pwm波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；

 当

fr 较低时，n 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；

 当

fr 增高时，n 减小，一周期内的脉冲数减少，pwm 脉冲不对称的影响就变大。

3.2 调制法

1）单相桥式spwm逆变电路调制法

设负载为阻感负载，工作时v1和v2通断互补，v3和v4通断也互补。以uo正半周，让v1通，v2断，v3和v4交替通断。由于负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。负载电流为正的区间，v1和v4导通时，uo等于ud。v4关断时，负载电流通过v1和vd3续流，uo=0 负载电流为负的区间，v1和v4仍导通，io为负，实际上io从vd1和vd4流过，仍有uo=ud。v4关断v3开通后，io从v3和vd1续流，uo=0。

uo总可得到ud和零两种电平。uo负半周，让v2保持通，v1保持断，v3和v4交替通断，uo可得-ud和零两种电平。

图3 三相桥式pwm型逆变电路

2）u、v、w三相的pwm控制是通常公用一个三角波uc，三相的调制信号uru、urv、urw依次相差120°。u、v、w各相功率开关器件的控制规律相同，现以u相为例来分析。当uru>uc时，给桥臂v1以导通的信号，给下桥臂v4以关断的信号，则u相相对于直流电源假想中点n’的输出电压un’=ud/2。当uru

un=un’-(un’+vn’+wn’)/3 在电压型逆变电路的pwm控制中，同一相上下两个臂的驱动信号都是互补的。

3.3特定谐波消去法

输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。首先，为了消除偶次谐波，应使波形正负两个半周期镜对称。

特定谐波消去法的输出spwm波形

四 三相桥式逆变器spwm调制的仿真模型

总图

acontinuouspowerguiout1out2subsystem1in2out1out2out3out4out5out6b out3in3 out4in4in6out5in7out6in5 uout7conn1connn'cvsubsystemeuvv+-wconn3conn2rl1vwv+-+v-un'1+v-rl2un'+v-+v-vn'1d1uw+v-rl3vn'+v-+v-wn'dwn'16multimeterf

电阻r=1，电感l=1e-3,电容c=inf

4.1 subsystem封装模块

1out1u>=productrelationaloperator2notlogicaloperator2out20.88constant3out3repeatingsequence4out4>=vproduct1relationaloperator1notlogicaloperator15out56out6w>=product2relationaloperatornotlogicaloperator27out7

脉冲电路参数设置为：载波比n=9-21，取n=16设置三角波时间[0 6.25e-4 1.25e-3] 幅值 [-1 1-1],ma=0.8-0.95,取ma=0.88，单相调制信号波u, v, w依次相差120°电角度。w取100*pi, u、v、w取角度分别取0、2/3*pi、4/3*pi。e1=e2=150v。

4.2 subsystem1封装模块

in21in43in64ggccgv1mevd1v3mevd3v5mecvd5e11connn'out11out33out55conn12conn23in32in56in75conn34e2ggccgv4mevd4v6mevd6v2mecvd2out44out66out22

e1=e2=150v 4.3调制波电路分析

4.3.1单相双极性spwm调制原理图

u>=productrelationaloperator2notlogicaloperator1out220.88constantrepeatingsequenceout3

当0.88ur>=uc时，输出out3 当0.88ur

4.3.2 三相双极性spwm调制原理图

u>=productrelationaloperator2notlogicaloperator1out20.88constant2out3repeatingsequence>=vproduct1relationaloperator13out4notlogicaloperator14out55out6w>=product2relationaloperatornotlogicaloperator26out7原理同上比较得出，当0.88ur>=uc时，输出out3；当0.88ur=uc时,输出out4;当0.88vr=uc,时，输出out6,当0.88wr

输出信号out2,3,4,5,6,7用示波器b测得波形，信号经过晶闸管igbt得到输出信号out1,2,3,4,5,6,用示波器c测得波形。用示波器a测得三角波和三个正弦波行，用示波器d测相电压un'uv' wn'电压波形，用示波器d1测相电压un vn wn 的波形，用示波器e测得线电压uv vw uw的波形，用示波器f测得电阻电感两端的电压电流。

封装模块

1)选择要建立的子系统模块，不包括输入端口和输出端口。

2)选择模型编辑窗口edit菜单中的create subsystem命令，或右击鼠标选择该命令，这样，子系统就建好了，系统自动把输入模块和输出模块添加到子系统。3)修改子系统名，修改需要的子系统名。

4)选择模块，右击鼠标选择“mask subsystem”，将其封装。

5)在编辑器（mask edit)中添加需要封装的相关参数（parameters):ar,fr,n,ma.6)初始化（initialization)其他参数，这里需要用matlab语句执行：ac=ar/ma;fc=fr*n 7)确定完成封装.五 三相桥式逆变器spwm调制仿真波形 电阻rl1、rl2、rl3电压电流波形

ub: rl1ib: rl120010000-200-10000.010.020.030.0400.010.020.030.04ub: rl2ib: rl220010000-200-10000.010.020.030.0400.010.020.030.04ub: rl3ib: rl320010000-200-10000.010.020.030.0400.010.020.030.04示波器a仿真波形

subplot(1,1,1)plot(,s(1).values)title('三角载波与调制信号波波形n=16')

三角载波与调制信号波波形n=1610.80.60.40.20-0.2-0.4-0.6-0.8-100.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04

示波器b波形 subplot(6,1,1)plot(,s(1,1).values)title('out2电压波形')subplot(6,1,2)plot(,s(1,2).values)title('out3电压波形')subplot(6,1,3)plot(,s(1,3).values)title('out4电压波形')subplot(6,1,4)plot(,s(1,4).values)title('out5电压波形')subplot(6,1,5)plot(,s(1,5).values)title('out7电压波形')subplot(6,1,6)plot(,s(1,6).values)title('out6电压波形')

out2电压波形10.5010.5010.5010.5010.5010.5000.0050.010.0150.020.025out3电压波形0.0150.020.025out4电压波形0.0150.020.025out5电压波形0.0150.020.025out7电压波形0.0150.020.0250.030.0350.0400.0050.010.030.0350.0400.0050.010.030.0350.0400.0050.010.030.0350.0400.0050.010.030.0350.0400.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04

示波器c波形

subplot(6,1,1)plot(,s(1,1).values)subplot(6,1,2)plot(,s(1,2).values)subplot(6,1,3)plot(,s(1,3).values)subplot(6,1,4)plot(,s(1,4).values)subplot(6,1,5)plot(,s(1,5).values)subplot(6,1,6)plot(,s(1,6).values)5000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.045000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.045000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.045000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.045000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.045000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04示波器d波形 subplot(3,1,1)plot(,s(1,1).values)title('相电压un’电压波形')subplot(3,1,2)plot(,s(1,2).values)title('相电压vn’电压波形')subplot(3,1,3)plot(,s(1,3).values)title('相电压wn’电压波形')

相电压un’电压波形2000-20000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04相电压vn’电压波形2000-20000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04相电压wn’电压波形2000-20000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04示波器d1波形 subplot(3,1,1)plot(,s(1,1).values)title('u相相电压波形图')subplot(3,1,2)plot(,s(1,2).values)title('v相相电压波形图')subplot(3,1,3)plot(,s(1,3).values)title('w相相电压波形图')

u相相电压波形图2000-20000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04v相相电压波形图2000-20000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.042000-20000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04

示波器e波形 subplot(3,1,1)plot(,s(1,1).values)title('线电压un’电压波形')subplot(3,1,2)plot(,s(1,2).values)title('线电压vn’电压波形')subplot(3,1,3)plot(,s(1,3).values)title('线电压wn’电压波形')

线电压un’电压波形5000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04线电压vn’电压波形5000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04线电压wn’电压波形5000-50000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04示波器f波形 subplot(3,1,1)plot(,s(1,1).values);subplot(3,1,2）

plot(,s(1,2).values);subplot(3,1,3)plot(,s(1,3).values);

电阻电感电压电流波形

2000-2002000-2002000-20000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.0400.0050.010.0150.020.0250.030.0350.0400.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04

六 频谱分析

6.1 对相电压un’、vn’、wn’输出电压进行谐波分析

相电压un’谐波分析

相电压vn’谐波分析

相电压wn’谐波分析

6.2 对负载的线电压uuv、uvw、uwu的输出波形进行谐波分析

对线电压uuv谐波分析

对线电压uvw谐波分析

对线电压uwu谐波分析

6.3负载vn的、vn、wn输出波形进行谐波分析

相电压un谐波分析

相电压vn谐波分析

相电压wn谐波分析

由于负载的参数一样，故相电压un、vn和wn的三者谐波情况基本一样。频谱分析情况基本一致。可以看出，其pwm波中不含有低次谐波，只含有角频率为wc及其附近的谐波，以及2wc、3wc等及其附近的谐波。在上述谐波中，幅值最高影响最大的时角频率为wc的谐波分量。wc>>wr,所以spwm波形中所含的主要谐波的频率要比基波频率高的多，是很容易滤除的。载波频率越高，spwm波形谐波频率就越高，所需滤波器的体积越小。另外，一般的滤波器都有带宽，如按载波频率设计滤波器，载波附近的谐波也可滤除。

七 结 语

通过以上的仿真过程分析，可以得到下列结论：（1）与采用常规电路分析方法所得到的输出电压波形进行比较，进一步验证了仿真结果的正确性。（2）载波频率越高，spwm波形中谐波频率就越高。所需滤波器的体积就越小。一般在输出电压半周期内，器件通、断各k次，考虑到pwm波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外，可消去k－1个频率的特定谐波。（3）三相桥式pwm型逆变电路采用双极性控制方式比较可行，且操作简单。再依次验证了pwm控制技术在逆变电路中有着十分重要的意义。让自己学到挺多认识更深，更了解simulink。通过学习对cad的认识更深，能够更好的运用仿真软件，以后可以更好的运用。很多以前的不懂的现在都明白，做完就很有成就感，经过这次的仿真更明白simulink。对单相交流降压电路更了解。

八 参考文献

黄俊，王兆安 电力电子技术（第5版）北京：机械工业出版社，2010 张晓华 控制系统数字仿真与cad(第3版)北京：机械工业出版社 2010 刘卫国，matlab程序设计与应用，（第2版）北京：高等教育出版社，2006.